สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย เบื้องต้น

สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย เบื้องต้น
สารบัญ

• บทนำ
• สวิทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย กับแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น
• หลักการทำงานของสวิ ทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
• คอนเวอร์เตอร์
• วงจรควบคุม
• วงจรตัวอย่างและไอซีที่ใช้งานในสวิทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
• บทสรุป
• เอกสารอ้างอิง

บทนำ
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย (Switching Power Supply) เป็นแหล่งจ่ายไฟตรงคงค่าแรงดันแบบหนึ่ง และสามารถเปลี่ยนแรงดันไฟจากไปสลับโวลต์สูง ให้เป็นแรงดันไฟตรงค่าต่ำ เพื่อใช้ในงานอิเลคทรอนิกส์ได้เช่นเดียวกันแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น (Linear Power Supply) ถึงแม้เพาเวอร์ซัพพลายทั้งสองแบบจะต้องมีการใช้หม้อแปลงในการลดทอน แรงดันสูงให้เป็นแรงดันต่ำเช่นเดียวกัน แต่สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายจะต้องการใช้หม้อ แปลงที่มีขนาดเล็ก และน้ำหนักน้อย เมื่อเทียบกับแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น อีกทั้งสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายยังมีประสิทธิภาพสูงกว่าอีกด้วย
ในปัจจุบันสวิตชิ่งเพา เวอร์ซัพพลายได้เข้ามามีบทบาทกับชีวิตเราอย่าง มาก เครื่องใช้อิเลคทรอนิกส์ขนาดเล็กซึ่งต้องการแหล่งจ่ายไฟที่มีกำลังสูงแต่มี ขนาดเล็ก เช่น เครื่องคอมพิวเตอร์ เครื่องโทรสาร และ โทรทัศน์ จำเป็นจะต้องใช้สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย แนวโน้มการนำสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายมาใช้ใน เครื่องใช้อิเลคทรอนิกส์ทุกประเภทจึงเป็นไปได้สูง การศึกษาหลักการทำงานและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย จึงเป็นสิ่งจำเป็นที่ไม่อาจหลีกเลี่ยงได้สำหรับผู้ที่เกี่ยวข้องกับงานอิเ ลคทรอนิกส์ทุก ประเภท
บทความนี้นำเสนอหลัก การทำงานเบื้องต้นของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย โดยเน้นในส่วนของคอนเวอร์เตอร์ และวงจรควบคุม ซึ่งเป็นหัวใจในการทำงานของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย พร้อมทั้งยกตัวอย่างและอธิบายการทำงานของวงจรสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพลลายที่สมบูร์ณ และใช้งานได้จริง
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายกับ แหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น
ข้อได้เปรียบของสวิ ตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายเมื่อเปรียบเทียบกับแหล่ง จ่ายไฟเชิงเส้น คือประสิทธิภาพที่สูง ขนาดเล็ก และน้ำหนักเบากว่าแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น เนื่องจากแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้นใช้หม้อแปลงความถี่ต่ำจึงมีขนาดใหญ่ และน้ำหนักมาก ขณะใช้งานจะมีแรงดันและกระแสผ่านตัวหม้อแปลงตลอดเวลา กำลังงานสูญเสียที่เกิดจากหม้อแปลงจึงมีค่าสูง การคงค่าแรงดันแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้นส่วนมากจะใชเ้เพา เวอร์ทรานซิสเตอร์ต่ออนุกรมที่เอาต์พุตเพื่อจ่ายกระแสและคงเค่าแรงดัน กำลังงานสูญเลียในรูปความร้อนจะมีค่าสูงและต้องใช้แผ่นระบายความร้อนขนาด ใหญ่ซึ่งกินเนื้อที่ เมื่อเพาเวอร์ซัพพลายต้อง่ายกำลังงานสูงๆ จะทำให้มีขนาดใหญ่และมีน้ำหนักมาก ปกติแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้นจะมีประสิทธิภาพประมาณ 30% หรืออาจทำได้สูงถึง 50% ในบางกรณี ซึ่งนับได้ว่าค่อนข้างต่ำเมื่อเปรียบเทียบกับสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายซึ่งมีประสิทธิภาพในช่วง 65%-80%
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายมีช่วงเวลาโคลสต์อัพ ประมาณ 20x10^-3 ถึง 50x10^-3 วินาที ในขณะที่แหล่งจ่ายไฟเชิงเส้นจะทำได้เพียงประมาณ 2x10^-3 วินาที ซึ่งมีผลต่อการจัดหาแหล่งจ่ายไฟสำรองเพื่อป้องกันการหยุดทำงานของอุปกรณ์ที่ ใช้กับเพาเวอร์ซัพพลายเมื่อเกิดการหยุดจ่ายแรง ดันไฟสลับ รวมทั้งสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย สามารถทำงานได้ในช่วงแรงดันอินพุตค่อนข้างกว้างจึงยังคงสามารถทำงานได้เมือ เกิดกรณีแรงดันไฟคกอีกด้วย
อย่างไรก็ตาม สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายจะมีเสถียรภาพในการทำ งานที่ต่ำกว่า และก่อให้เกิดสัญญาณรบกวนได้สูงเมื่อเปรียบเทียบกับแหล่งจ่ายไฟเชิงเส้น รวมทั้งสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายยังมีความซับ ซ้อนของวงตรมากกว่าและมีราคาสูง ที่กำลังงานต่ำๆ แหล่งจ่ายไฟเชิงเส้นจะประหยัดกว่าและให้ผลดีเท่าเทียมกัน ดังนั้นสวิคชิ่งเพา เวอร์ซัพพลายจึงมักนิยมใช้กันในงานที่ต้องการ กำลังงานตั้งแต่ 20 วัตต์ขึ้นไป เท่านั้น
หลักการทำงานของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายโดยทั่วไปมีองค์ประกอบพื้นฐานที่คล้ายคลึง กัน และไม่ซับซ้อนมากนัก ดังแสดงในรูปที่ 1 หัวใจสำคัญของ สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายจะอยู่ที่คอนเวอร์เตอร์ เนื่องจากทำหน้าที่ทั้งลดทอนแรงดันและคงค่าแรงดันเอาต์พุตด้วย องค์ประกอบต่างๆ ทำงานตามลำดับดังนี้

รูป 1 องค์ประกอบพื้นฐานของสวิ ตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
แรงดันไฟสลับค่าสูงจะ ผ่านเข้ามาทางวงจร RFI ฟิลเตอร์ เพื่อกรองสํญญาณ รบกวนและแปลงเป็นไฟตรงค่าสูงด้วยวงจรเรกติไฟเออร์ เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะทำงานเป็นเพาเวอร์คอนเวอร์เตอร์โดยการตัดต่อแรงดันเป็นช่วงๆ ที่ความถี่ประมาณ 20-200 KHz จากนั้นจะผ่านไปยังหม้อแปลงสวิตชิ่งเพื่อลดแรงดันลง เอาต์พุตของหม้อแปลงจะต่อกับวงจรเรียงกระแส และกรองแรงดันให้เรียบ การคงค่าแรงดันจะทำได้โดยการป้อนกลับคาแรงดันที่เอาต์พุตกลับมายังวงจรควบ คุม เพื่อควบคุมให้เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์นำกระแสมากขึ้นหรือน้อยลงตามการเปลี่ยน แปลงของแรงดันที่เอาต์พุต ซึ่งจะมีผลทำให้แรงดันเอาต์พุตคงที่ได้ รูปที่ 2 แสดงวงจร ซึ่งแบ่งส่วนตามองค์ประกอบหลักในรูป 1 เพื่อเป็นตัวอย่าง
คอนเวอร์เตอร์

• กรุณา กดที่นี่ เพื่อ เข้าสู่หัวข้อย่อยเรื่องคอนเวอร์เตอร์

วงจรควบ คุม

• กรุณา กดที่นี่ เพื่อ เข้าสู่หัวข้อย่อยเรื่องวงจรควบคุม

วงจร ตัวอย่างและไอซีที่ใช้งานในสวิทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย

• กรุณา กดที่นี่ เพื่อ เข้าสู่หัวข้อย่อยเรื่องวงจรตัวอย่างและไอซีที่ใช้งานใน สวิทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย

บทสรุป
สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย เป็นแหล่งจ่ายไฟตรงที่มีประสิทธิภาพในการทำงานสูงกว่าและมีน้ำหนักเบากว่า เพาเวอร์ซัพพลายเชิงเส้น สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย ทำงานโดยแปลงแรงดันไฟสลับความถี่ต่ำจากอินพุตให้เป็นไฟตรง จากนั้นจึงเปลี่ยนกลับไปเป็นไฟสลับ (พัลส์) ที่ความถี่สูง แล้วส่งผ่านหม้อแปลงเพื่อลดแรงดันลง และผ่านวงจรเรียงกระแสและกรองแรงดันเพื่อให้ได้ไฟตรงอีกครั้งหนึ่ง สวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายประกอบด้วย 3 ส่วนใหญ่ คือ วงจรฟิลเคอร์และเรกติ ไฟเออร์ทำหน้าที่แปลงแรงดันไฟสลับเป็นไฟตรง คอนเวอร์เตอร์ ทำหน้าที่แปลงไฟตรงเป็นไฟสลับความถี่สูง และแปลงกลับเป็นไฟตรงโวลต์ต่ำ และวงจรควบคุมทำหน้าที่ควบคุมการทำงานของคอนเวอร์เตอร์ เพื่อให้ได้แรงดันเอาต์พุตตามต้องการ
เอกสารอ้งอิง

• ศิริชัย คล่องการพานิช, "เข้าใจไม่ยากกับการทำงานของสวิตชิ่งเรกูเลเตอร์", เซมิคอน ดักเตอร์อิเล็กทรอนิกส์ ฉบับที่ 160, มิถุนายน 2539
• สุ วัฒน์ ดั่น, "เทคนิคและการออกแบบสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย", เอนเทลไทย, มิถุนายน 2538
• วิสุทธิ์ อัศวนนทวงศ์, วารสาร คอมพิวเตอร์ อีเลคทรอนิคส์เวิลด์ ฉบับที่ 137, 2535

คอนเวอร์เตอร์

คอนเวอร์เตอร์นับว่าเป็นส่วนสำคัญ ที่สุดในสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย มีหน่าที่ลดทอนแรงดันไฟตรงค่าสูงลงมาเป็นแรงดันไฟตรง ค่าต่ำ และสามารถคงค่าแรงดันได้ คอนเวอร์เตอร์มีหลาย แบบขึ้นอยู่กับลักษณะการจัดวงจรภายใน โดยคอนเวอร์เตอร์แต่ละแบบจะมีข้อดีข้อเสียที่ แตกต่างกันออกไป การจะเลือกใช้คอนเวอร์เตอร์แบบใดสำหรับสวิ ตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายนั้นมีข้อควรพิจารณาจาก ลักษณะพื้นฐานของคอนเวอร์เตอร์แต่ละแบบดังนี้ คือ

• ลักษณะการแยกกัน ทางไฟฟ้าระหว่างอินพุตกับเอาต์พุตของคอนเวอร์เตอร์
• ค่าแรงดันอินพุต ที่จะนำมาใช้กับคอนเวอร์เตอร์
• ค่ากระแสสูงสุดที่ ไหลผ่านเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในคอนเวอร์เตอร์ขณะ ทำงาน
• ค่าแรงดันสูงสุด ที่ตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิ สเคอร์ในคอนเวอร์เตอร์ขณะทำงาน
• การรักษาระดับแรง ดันในกรณีที่คอนเวอร์เตอร์มีเอาต์พุตหลายค่า แรงดัน
• การกำเนิดสัญญาณ รบกวน RFI/EMI ของคอนเวอร์เตอร์

จากข้อพิจารณาดังกล่าว จะทำให้ผู้ออกแบบทราบขีดจำกัดของคอนเวอร์เตอร์และ ตัดสินใจเลือกใช้คอนเวอร์เตอร์แบบใดได้ ปัจจุบันได้มีการพัฒนาคอนเวอร์เตอร์ในรูปแบบ ต่างๆ ขึ้นมามากมาย ในที่นี้จะกล่าวถึงเฉพาะคอนเวอร์เตอร์ที่ นิยมใช้เป็นในอุตสาหกรรมของสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย คือ

• ฟลายแบคคอนเวอร์เต อร์ (Flyback converter)
• ฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์ (Forward converter)
• พุช-พูลคอนเวอร์เตอร์ (Push-Pull  converter)
• Îาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ (Half-Bridge  converter)
• ฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ (Full-Bridge  converter)

คอนเวอร์เตอร์ทั้ง 5 แบบนี้ มีลักษณะการทำงานที่ไม่แตกต่างกันจนเกินไปนัก และค่อนข้างง่ายต่อการทำความเข้าใจและศึกษา คอนเวอร์เตอร์เหล่านี้ยังสามารถแบ่งย่อยได้อีก หลายประเภทโดยการเพิ่มเทคนิคบางประการให้กับคอนเวอร์เตอร์ ในที่นี้จะกล่าวถึงแต่เพียงการทำงานพื้นฐานเท่านั้น

ฟลายแบคคอนเวอร์ เตอร์

รูป CNV-1 วงจรพื้นฐานของฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์
จากรูป CNV-1 เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 ในฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์จะทำงานในลักษณะ เป็นสวิตช์ และจะนำกระแสตามคำสั่งของพัลส์สี่เหลี่ยมที่ป้อนให้ทางขาเบส เนื่องจากหม้อแปลง T1 จะกำหนดขดไพรมารี่และขดเซคัน ดารี่ให้มีลักษณะกลับเฟสกันอยู่ ดังนั้นเมื่อ Q1 นำกระแส ไดโอด D1 จึงอยู่ในลักษณะถูกไบแอสกลับและไม่นำกระแส จึงมีการสะสมพลังงานที่ขดไพรมารี่ของหม้อแปลง T1 แทน เมื่อ Q1 หยุดนำกระแส สนามแม่เหล็ก T1 ยุบ ตัวทำให้เกิดการกลับขั้วแรงดันที่ขดไพรมารี่และเซคันดารี่ D1 ก็จะอยู่ในลักษณะถูกไบแอสตรง พลังงานที่สะสมในขดไพรมารี่ของหม้อแปลงก็จะถูกถ่ายเทออกไปยังขดเซคันดารี่ และมีกระแสไหลผ่านไดโอด D1 ไปยังตัวเก็บประจุ เอาต์พุต Co และโหลดได้ ค่าของแรงดันทีเอาต์พุตของคอนเวอร์เตอร์จะขึ้นอยู่กับค่าความถี่การทำงานของ Q1 ช่วงเวลานำกระแสของ Q1 อัตรา ส่วนจำนวนรอบของหม้อแปลง และค่าของแรงดันที่อินพุต
เมื่อวงจรทำงานอยู่ในสภาวะคงที่ ค่าแรงดันเอาต์พุตที่ได้จากคอนเวอร์เตอร์จะ เป็นไปตามสมการ

T
คือคาบเวลาการทำงานของ Q1 เป็นวินาที
tON
คือช่วงเวลา
Np
คือจำนวนรอบของขดไพรมา รี่
Ns
คือจำนวนรอบของขดเซคัน ดารี่
Vout
คือแรงดันที่เอาต์พุ ตของคอนเวอร์เตอร์ เป็นโวลต์
Vin
คือแรงดันที่อินพุตของ คอนเวอร์เตอร์ เป็นโวลต์
Vce(sat)
คือแรงดันตกคร่อม Q1 ขณะนำกระแสที่จุดอิ่มตัว เป็นโวลต์
VD
คือแรงดันคกคร่อมไดโอด D1 ขณะนำกระแส เป็นโวลต์

กราฟแสดงลักษณะกระแสและแรงดันในวงจรขณะทำงาน
ฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์เป็นคอนเวอร์เตอร์ที่ให้กำลังงานได้ ไม่สูงนัก โดยอยู่ในช่วงไม่เกิน 150 วัตตุ และให้ค่าสัญญาณรบกวน RFI/EMI ค่อนข้างสูง แต่ใช้อุปกรณ์น้อยและมีราคาถูก

ฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์

รูป CNV-2 วงจรพื้นฐานของฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์
วงจรพื้นฐานของฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์แสดงไว้ในรูป CNV-2 จะเห็นได้ว่าฟอร์เวิร์ด คอนเวอร์เตอร์มีลักษณะใกล้เคียงกับฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ แต่พื้นฐานการทำงานจะแตกต่างกัน คือ หม้อแปลงในฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์จะทำหน้าที่ส่งผ่านพลังงานในช่วงที่เพา เวอร์ทรานซิสเตอร์นำกระแส ต่างจากฟลายแบคคอนเวอร์ เตอร์ซึ่งหม้อแปลงจะสะสมพลังงานในช่วงที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์นำ กระแส แล้วจึงถ่ายเทพลังงานออกไปขณะที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์หยุดนำกระแส การทำงานของวงจรจะเป็นดังนี้
เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 จะทำงานโดยนำกระแสและหยุดนำกระแสสลับกันไป เมื่อ Q1 นำกระแส จะมีกระแส Ip ไหลผ่าน ขดไพรมารี่ Np และตัว มัน เนื่องจากหม้อแปลง T1 ในฟอร์เวิร์ด คอนเวอร์เตอร์จำกำหนดขดไพรมารี่และเซคันดารี่ ให้มีเฟสตรงกัน ดังนั้นไดโอด D1 จึงถูกไบแอสตรง ทำให้มีกระแสไหลที่เซคันดารี่ Ns ผ่านตัวเหนี่ยวนำ Lo ไปยังตัวเก็บประจุเอาต์พุต Co และ โหลดได้ ขณะที่มีกระแสไหลผ่าน Lo จะมีการสะสมพลังงานไว้ใน ตัวมันด้วย ส่วนโดโอด D2 จะอยู่ในลักษณะไบแอสกลับ จึงไม่มีการนำกระแส เช่นเดียวกันไดโอด D3 เนื่องจากขดดีเมกเนไตซิ่ง Nr ถูกพันไว้ในทิศตรงข้ามกับขดไพรมารี่ Np ไดโอด D3 จึงอยู่ในลักษณะไบแอสกลับ และไมีมี ประแสไหล เมื่อ Q1 หยุดนำกระแส ไดโอด D1 จะถุกไบแอสก ลับและไม่มีกระแสไหลจากขอเซคันดารี่ Ns แต่ในขณะเดียวกันสนามแม่เหล็กที่เกิดขึ้นใน Lo ยุบตัว ทำให้มีการกลับขั้วแรงดันที่ Lo ไดโอด D2 จึงถูกไบแอสตรง พลังงานที่ถูกสะสมไว้ใน Lo จะถุกถ่ายเท ออกมาทำให้มีกระแสไหลผ่าไดโอด D2 ไปยังตัวเก็บประจุ Co และ โหลดได้ กระแสที่ไหลผ่านโหลดจึงมีลักษณะต่อเนื่อง ทั้งในช่วงที่ Q1 นำกระแสและหยุดนำกระแส ทำให้มีการกระเพื่อมของแรงดันที่เอาต์พุตต่ำกว่าฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์
ในขณะที่ Q1 หยุดนำกระแส สนามแม่เหล็กที่ตกค้างภายในหม้อแปลงจะมีการยุบตัวและกลับขั้วแรงดันที่ขด Np, Ns และ Nr ไดโอด D3 จะอยู่ในลักษณะถูกไบแอสตรง ทำให้มีการถ่ายเทพลังงานที่เหลือค้างนี้ออกไปได้ ขดลวดดีแมกเนไตซิ่ง Nr และไดโอด D3 นี้มีความสำคัญมาก เพราะถ้าไม่มีการถ่ายเทพลังงานที่ตกค้างออกไปจากขดไพรมารี่ในขณะที่ Q1 หยุดนำกระแส เมื่อ Q1 เริ่ม นำกระแสอีกครั้ง สนามแม่เหล็กที่หลงเหลืออยู่จะทำให้ Q1 เป็นอัตรายได้

กราฟแสดงลักษณะกระแสและแรงดันในวงจรขณะทำงาน
สำหรับฟอร์เวิร์ด คอนเวอร์เตอร์ เมื่อวงจรทำงานอยู่ในสภาวะคงที่ ค่าแรงดันเอาต์พุตที่ได้จากคอนเวอร์เตอร์จะ เป็นไปตามสมการ

ฟอร์เวิร์ด คอนเวอร์เตอร์ให้กำลังงานได้ในช่วงเดียวกับฟลายแบคคอนเวอร์เตอร์ (ในช่วง 100 - 200 วัตต์) แต่กระแสที่ได้จะมีการกระเพื่อมต่ำกว่า อย่างไรก็ตาม ตัวอุปกรณ์ที่เพิ่มเข้ามาจะให้มีราคาสูงกว่า

พุช-พูลคอนเวอร์เตอร์

พุช-พูลคอนเวอร์เตอร์เป็นคอนเวอร์เตอร์ที่ จ่ายกำลังได้สูง ในช่วง 200 - 1000 วัตต์ แต่มีข้อเสียคือมักเกิดการไม่สมมาตรของฟลักศ์แม่ เหล็กของแกนหม้อแปลง ซึ่งจะมีผลต่อการพังเสียหายของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ได้ง่าย ในปัจจุบันเทคนิคการควบคุมแบบควบคุมกระแสช่วยลดปัญหานี้ลงได้ ดังนั้นพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์จึงเป็นคอนเวอร์เตอร์ที่ น่าสนใจสำหรับสวิตชิ่งเพาเวอร์ซัพพลายที่ต้อง การกำลังสูง
การทำงานของพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์ เปรียบเสมือนการนำฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์สองชุดมาทำงานร่วมกัน โดยผลัดกันทำงานในแต่ละครึ่งคาบเวลาในลักษณะกลับเฟส ทำให้จ่ายกำลังได้สูง เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในวงจรยังคงมีแรงดันตกคร่อมในขณะหยุดนำกระแสค่อนข้าง สูงเช่นเดียวกับฟลายแบ คและฟอร์เวิร์ดคอนเวอร์เตอร์ รวมทั้งปัญหาการเกิดฟลักซ์ไม่สมมาตรในแกนเฟอร์ไรต็ของวงจรทำให้เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์พังเสีย หายง่าย พุช-พูลคอนเวอร์เตอร์เป็นพื้นฐานของÎาล์ฟบริดจ์ และฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ซึ่ง มีการทำงานคล้ายกัน แต่มีข้อบกพร่องน้อยกว่า

รูป CNV-3 วงจรพื้นฐานของพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์
วงจรพื้นฐานของพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์ แสดงไว้ในรูป CNV-3
จากรูป Q1 และ Q2 จะสลับกันทำงานโดยผลัดกันนำกระแสในแต่ละครึ่งคาบเวลา T ในขณะที่ Q1 นำกระแสจะมี กระแส Ip ไหลผ่านขดไพร มารี่ Np1 และไดโอด D1 จะ ถูกไบแอสกลับ ส่วนไดโอด D2 จะถูกไบแอสตรง ทำให้มีกระแสไหลที่ขดไพรมารี่ Ns2 ผ่านไดโอด D2 และ Lo ไปยังตัวเก็บ ประจุ Co และโหลด
ในจังหวะนี้แรงดันตกคร่อม Q2 จะมี ค่าเป็น 2Vin (จำนวนรอบ Np1 = Np2 และ Ns1 = Ns2) ในทำนองเดียวกันขณะที่ Q2 นำ กระแส Q1 และ D2 จะไม่นำ กระแสเนื่องจากถูกไบแอสกลับ D1 ซึ่งถูกไบแอสตรงจะนำกระแสจากขดเซคันดารี่ Ns1 ผ่าน Lo ไปยังตัวเก็บประจุ Co และ โหลด จะเห็นได้ว่าในหนึ่งคาบเวลาการทำงาน ขดเซคันดารี่จะให้กระแสไหลผ่าน Lo ได้ถึงสองครั้ง พุช-พูลคอนเวอร์เตอร์จึง สามารถจ่ายกำลังงานได้มากเป็นสองเท่าของฟอร์เวิร์ด คอนเวอร์เตอร์ที่ค่ากระแสสูงสุดด้านไพรมารี่มี ค่าเท่ากัน
และโหลดมีกระแสไหลต่อเนื่องตลอดเวลา กระแสที่ได้ทางเอาต์พุตจึงค่อนข้างเรียบ

Îาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์

Îาลฟ์บริดจ์คอนเวอร์เตอร์จัด อยู่ในตระกูลเดียวกับพุชพูลคอนเวอร์เตอร์ แต่ลักษณะการจัดวงจรจะทำให้เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในวงจรมีแรงดันตกคร่อมขณะ หยุดนำกระแสเพียงค่าแรงดันอินพุตเท่านั้น ทำให้เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ที่ใช้มีราคาถูก และหาได้ง่ายกว่า และลดข้อจำกัดเมื่อใช้กับระบบแรงดันไฟสูงได้มาก รวมทั้งยังไม่มีปัญหาการไม่สมมาตรของฟลักซ์ใน แกนเฟอร์ไรต์ของหม้อแปลงได้ด้วย

รูป CNV-4 วงจรพื้นฐานของÎาล์ฟบริดจ์ คอนเวอร์เตอร์
วงจรพื้นฐานของÎาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์แสดงไว้ในรูป CNV-4 การทำงานเป็นดังต่อไปนี้ ตัวเก็บประจุ C1 และ C2 ถูกกำหนดให้มีค่าเท่ากัน ต่ออนุกรมกันอยู่ทางด้านอินพุตเพื่อแบ่งครึ่งแรงดัน แรงดันตกคร่อม C1 และ C2 จึง มีค่าเท่ากับครึ่งหนึ่งของแรงดันที่อินพุต เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2 จะสลับกันทำงานคนละครึ่งคาบเวลาเช่นเดียวกับพุ ช-พูลคอนเวอร์เตอร์ เพื่อให้ง่ายต่อการพิจารณาวงจร จะพิจารณาในกรณีที่ไม่มีตัวเก็บประจุ Cb ต่อยู่ในวงจร โดยให้ปลายของขดไพรมารี่ Np ที่ต่ออยู่กับ Cb นั้นต่อโดยตรงเข้ากับจุดต่อระหว่างตัวเก็บประจุ C1 และ C2 ดังแสดงในรูป CNV-5

รูป CNV-6 (บน) ขณะ Q1 นำกระแส (ล่าง) ขณะ Q2 นำกระแส
เมื่อ Q1 เริ่มนำกระแส และ Q2 ไม่นำกระแส แรงดันตกค่อม Q2 จะมีค่าเท่ากับ Vin-Vce(sat) ส่วนแรง ดันตกคร่อมของไพรมารี่ Np จะมีค่าเท่ากับ Vc1 - Vce(sat) หรือมีค่าเท่ากับ Vin/2 - Vce(sat) นั่น เอง ในทำนองเดียวกัน เมื่อ Q2 นำกระแส และ Q1 ไม่นำกระแส แรงดันตกคร่อม Q1 จะมีค่าเท่ากับ Vin-Vce(sat) เช่นเดียวกัน แรงดันตกคร่อมที่ขดไพรมารี่ Np ก็ยังคงมีค่าเท่ากับ Vin/2 - Vce(sat) เนื่องจาก Vce(sat) มีค่าประมาณ 0.5-1 โวลต์ ดังนั้นจะเห็นได้ว่าแรงดันตกคร่อม Q1 และ Q2 ขณะหยุดนำกระแสจะมีค่าเพียงแรงดันอินพุตเท่านั้น ผลของการทำงานของ Q1 และ Q2 ที่ด้านเซคันดารี่จะมี ลักษณะเดียวกันกับพุช-พู ลคอนเวอร์เตอร์

ฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์

ฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ ขณะทำงานจะมีแรงดันตกคร่อมขดไพรมาี่เท่ากับแรง ดันอินพุต แต่แรงดันตกคร่อมเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์มีค่าเพียงครึ่งหนึ่งของแรงดันอินพุต เท่านั้น และค่ากระแสสูงสุดที่เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์แต่ละตัวนั้น มีค่าเป็นครึ่งหนึ่งของค่ากระแสสูงสุดในÎาล์ฟบริดจ์ คอนเวอร์เตอร์ที่กำลังขาออกเท่ากัน เนื่องจากข้อจำกัดด้านเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ลดน้อยลงไป กำลังงานสูงสุดที่ได้จากฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์จึงมีค่าสูง ตั้งแต่ 500 - 1000 วัตต์

รูป CNV-6 วงจรพื้นฐานของฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์
วงจรพื้นฐานของฟูลบริดจ์คอนเวอร์เตอร์แสดงในรูป CNV-6 เพา เวอร์ทรานซิสเตอร์ทั้ง  4 ตัวจะทำงานโดยนำกระแสและหยุดนำกระแสสลับกันเป็นคู่ๆ ในแต่ละครึ่งคาบเวลา Q1 และ Q4 จะนำกระแสพร้อมกันในครึ่งคาบเวลา และเมื่อหยุดนำกระแส Q2 และ Q3 จะนำกระแสพร้อมกันในครึ่งคาบเวลาที่เหลือ สลับกันเช่นนี้เรื่อยไป ลักษณะการทำงานของวงจรที่ได้จึงเป็นเช่นเดียวกับÎาลฟ์บริดจ์คอนเวอร์เตอร์ ยกเว้นแรงดันตกคร่อมขดไพรมารี่จะมีค่าเท่ากับ Vin - 2Vce(sat) ดังนั้นผลของการทำงานของวงจรจึงเหมือนกับผลที่ได้จากพุช-พูล คอนเวอร์เตอร์นั้นเอง ส่วนตัวเก็บประจุบล็อกกิ้ง Cb จะมีผลเช่นเดียวกับวงจรÎาล์ฟบริดจ์คอนเวอร์เตอร์ จะเห็นได้ว่าแรงดันที่ตกคร่อม Q1 และ Q4 ขณะหยุดนำกระแสจะมีค่าเท่ากับ Vin-Vceq2(sat) และ Vin-Vceq3(sat) ตามลำดับ ส่วแรงดันที่ตกคร่อม Q2 และ Q3 ขณะหยุดนำกระแสก็จะมีค่า Vin-Vceq1(sat) และ Vin-Vceq4(sat) ตามลำดับเช่นเดียวกัน ส่วนไดโอด D3-D6 ทำหน้าที่เป็นคอมมิวเตติ้งไดโอดให้กับวงจร เพื่อป้องกัน Q1-Q4 เช่นเดียวกับÎาล์ฟบริดจ์ คอนเวอร์เตอร์

วงจรควบคุม

เนื่องจากคอนเวอร์เตอร์เกือบทุกแบบ จะคงค่าแรงดันเอาต์พุตได้ด้วยการควบคุมช่วงเวลานำกระแส (tON) ของ เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ ดังนั้นวงจรควบคุมการทำงานของคอนเวอร์เตอร์โดยทั่วไปจึงมักนิยมใช้เทคนิคพัลส์วิดท์มอดูเลชั่น (Pulse Width Modulation - PWM) เป็นหลัก การใช้ PWM เพื่อควบคุมช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในคอนเวอร์เตอร์สามารถทำได้สองลักษณะ คือ ควบคุมจากแรงดัน และ ควบคุมจากกระแส

วงจรควบคุมในโหมดควบคุม จากแรงดัน

การทำงานของวงจรควบคุม ในโหมดแรงดัน (Voltage Mode Control) จะอาศัยการตรวจจับการเปลี่ยนแปลงค่าของแรงดันที่เอาต์พุตมาควบคุม ช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ เพื่อการคงค่าแรงดันเอาต์พุตเป็นหลัก วงจรพื้นฐานเป็นดังรูป CNT-1

รูป CNT-1 แสดงวงจรพื้นฐาน สำหรับการควบคุมในโหมดควบคุมจากแรงดัน
จากรูป วงจรควบคุมจะอาศัยการป้อนกลับค่าแรงดันที่เอาต์พุตและเปรียบเทียบกับแรงดัน อ้างอิง Vref ของวงจร เพื่อตรวจจับการเปลี่ยนแปลงของแรงดันที่เอาต์พุต ค่าความแตกต่างที่ได้จะถูกขยายโดยวงจรขยายความแตกต่าง E/A ก่อนที่จะส่งต่อไปยังวงจร PWM โดยค่าแรงดันที่ได้จากวงจรขยายความแตกต่าง E/A ที่ตำแหน่ง A จะถุกเปรียบเทียบกับแรงดันรูปฟัน เลื่อยที่ตำแหน่ง B ของ PWM อีกครั้งหนึ่ง เอาต์พุตที่ได้จากวงจร PWM จะมีลักษณธเป็นพลัส์สี่เหลี่ยม ซึ่งมีคาบเวลาคงที่เท่ากับคาบเวลาของแรงดันรูปฟันเลื่อยและมีความกว้างของ พัลส์ซึ่งเปลี่ยนแปลงไปคามผลมอดูแลชั่นของค่า แรงดันที่ตำแหน่ง A และ B ค่าความกว้างของพัลส์นี้เองที่จะเป็นตัวกำหนดช่วงเวลานำ กระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ในคอนเวอร์เตอร์

รูป CNT-2 แสดงลักษณะความกว้าง ของพัลส์จาก PWM
เนื่องจากค่าแรงดันป้อนกลับจะถูกส่งมายังวงจรขยายความแตกต่าง E/A ที่ขาอินเวอร์ติ้ง ผลต่างของแรงดันเอาต์พุต และแรงดันอ้างอิงที่จุด A จึงมีลักษณะกลับเฟสอยู่ 180 องศา กล่าวคือ เมื่อแรงดันเอาต์พุตมีค่ามากขึ้น แรงดันที่จุด A จะมีค่าลดลง ความกว้างของพัลส์ที่เอาต์พุตของวงจร PWM จึงมีค่าลดลงด้วย และช่วงเวลานำกระแสของเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ tON ก็จะมีค่าลดลง ถ้าแรงดันเอาต์พุตมีค่าลดลง แรงดันที่จุด A จะมีค่าเพิ่มขึ้น ความกว้างพัลส์ที่เอาต์พุตของวงจร PWM จึงมีค่าเพิ่มขึ้น tON ก็จะมีค่าเพิ่มขึ้น ทำให้คอนเวอร์เตอร์สามารถ คงค่าแรงดันเอาต์พุตไว้ได้ ลักษณะรูปคลื่นแรงดันขณะวงจรทำงานจะเป็นดังรูปที่ CNT-2 ตัวอย่าง IC ที่ใช้ควบคุมคอนเวอร์เตอร์ใน โหมดควบคุมจากแรงดันได้แก่ MC34060, MC34166 และ TL494 เป็น ต้น

วงจรควบคุมในโหมดควบคุม จากกระแส

การคงค่าแรงดันเอาต์พุ ตของคอนเวอร์เตอร์ ด้วยวงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแส (Current Mode Control) มีข้อดีหลายประการที่เหนือกว่าโหมดควบคุมจาก แรงดัน จึงเป็นวงจรควบคุมที่นิยมใช้กันมาก วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแสนี้ยังคงใช้เทคนิคพัลส์วิดท์มอดูเลชั่นเช่นกัน วงจรพื้นฐานแสดงในรูป CNT-3

รูป CNT-3 วงจรพื้นฐานสำหรับการ ควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแส
เพื่อให้ง่ายต่อการพิจารณา เราจะแยกคิดการทำงานของวงจรควบคุมด้วยการตัดวงจรขยายความแตกต่าง E/A ออกไปก่อน และกำหนดขาอินเวอร์ติ้งของวง จรเปรียบเทียบให้ต่อเข้ากับแรงดันอ้างอิง Ver ดังรูป CNT-4 วงจร latch จะทำงานโดยขา Q ของวงจร latch จะมีสถานะเป็น high เมื่อมีการ กระตุ้นที่ขา S และขา Q จะมีสถานะเป็น low เมื่อมีการกระตุ้นที่ขา R

รูป CNT-4 วงจรควบคุมเมื่อตัด ตัวขยายความแตกต่างออก
เมื่อวงจรทำงาน วงจรกำเนิดสัญญาณนาฬิกา จะให้กำเนิดสัญญาณนาฬิกาที่มีคาบเวลาคงที่ไปกระคุ้นที่ขา S ของ latch ขา Q จึงมีสถานะเป็น high เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 จะเริ่มนำกระแส เมื่อ Q1 นำกระแสจะมีกระแสไหลผ่านขดไรมารี่และตัวต้านทาน Rs ที่ต่ออนุกรมไว้กับ Q1 ทำให้เกิดแรงดัน Vs ตกคร่อมที่ตัวต้าน ทาน Rs ด้วย
แรงดันตกคร่อม Rs ที่เกิดขึ้นจะถูกเปรียบเทียบกับแรงดันอ้าง อิง Ver โดยวงจรเปรีบยเทียบ ดังนั้นเมื่อค่าของ  Vs  เพิ่มขึ้นจนมีค่ามากกาว่า ค่าของแรงดันอ้างอิง Ver เอาต์พุตของวงจรเปรียบเทียบจะมีสถานะเป็น High  และไปกระตุ้นที่ขา  R ของวงจร latch ทำให้ขา  Q มีสถานะเป็น low  และเพาเวอร์ทรานซิสเตอร์ Q1 หยุด นำกระแส จนกว่าที่ขา S ของวงจร  latch  จะได้รับ การกระตุ้นจากสัญญาณนาฬิกาอีกครั้ง
จะเห็นได้ว่าความกว้างของเอาต์พุตพัลส์ที่ขา Q ของวงจร latch  จะ ถูกควบคุมโดยค่าของแรงดัน Vs ที่ตกคร่อมตัวต้านทาน Rs ถ้าค่าแรงดันอินพุตของคอนเวอร์เตอร์มี ค่าเพิ่มขึ้น แรงดัน
Vs  จะเพิ่มขึ้นจนมีค่ามากกว่าแรงดันอ้างอิง Ver ได้เร็วขึ้นด้วย ทำให้ความกว้างของเอาต์พุตพัลส์ลดลง เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะมีช่วงเวลานำกระแสน้อยลง ในทางกลับกัน ถ้าแรงดันอินพุตของคอนเวอร์เตอร์มีค่าลดล แรงดัน Vs จะเพิ่มขึ้นได้ช้า ความกว้างของเอาต์พุตพัลส์จึง เพิ่มขึ้น เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะมีช่วงเวลานำกระแสมากขึ้นด้วย จะเห็นได้ว่าเมื่อโหลดคงที่ คอนเวอร์เตอร์จะ สามารถคงค่าแรงดันเอาต์พุตเมื่อมีการเปลี่นแปลง ของแรงดันอินพุตได้ โดยไม่ต้องอาศัยการป้อนกลับแรงดันที่เอาต์พุตเลย ทำให้คอนเวอร์เตอร์ตอบสนองการเปลี่ยนแปลงของ แรงดันอินพุตได้อย่างรวดเร็ว
พิจารณาวงจรควบคุมอีกครั้งตามวงจรในรูปที่ CNT-3 เมื่อต่อวงจรขยายความแตกต่าง E/A เพิ่มเข้ามา วงจรในลักษณะนี้เมื่อแรงดันเอาต์พุตมีค่าลดลง เอาต์พุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A จะมีค่ามากขึ้น เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จะใช้เวลานำกระแสมากขึ้นด้วย เพื่อให้ค่าแรงดัน Vs มากกว่าแรงดันที่เอาตพุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A ในทางกลับกัน เมื่อแรงดันเอาตุพุตของคอนเวอร์เตอร์มี ค่าเพิ่มขึ้น เอาต์พุตของวงจรขยายความแตกต่าง E/A จะมีค่าลดลง เพาเวอร์ทรานซิสเตอร์จึงใช้เวลานำกระแสลดลงด้วย ดังนั้นคอนเวอร์เตอร์จะสามารถคงค่าแรงดันที่เอาต์พุตเอาไว้ได้ เมื่อมีการเปลี่ยนแปลงที่โหลด ลักษณะรูปคลื่นและแรงดันขณะที่วงจรทำงานเป็นดังรูป CNT-5

รูป CNT-5 ลักษณะการทำงานที่จุด ต่างๆ ของวงจร
จากลักษณะการทำงานดังกล่าว ทำให้วงจรควบคุมในโหมดควบคุมจากกระแสมีข้อดีมากกว่าวงจรควบคุมในโหมดควบคุม จากแรงดันดังนี้

• ตอบสนองการเปลี่ยน แปลงของแรงดันอินพุตได้รวดเร็วกว่า ทำให้ลดปัญหาการคงค่าแรงดันที่เอาต์พุตเมื่อเกิด ทรานเซียนส์และการกระเพื่อมของแรงดัน สูงที่แรงดันอินพุต เพราะไม่ต้องรอสัญญาณป้อนกลับจากเอาต์พุต
• สามารถป้องกัน กระแสโหลดเกินได้ ด้วยการจำกัดค่ากระแสสูงสุดที่ขดไพรมารี่ในลักษณะพัลส์ต่อพัลส์อย่างรวดเร็ว
• ให้ค่าไลน์เรกูเลชั่นที่ดีมาก
• โดยการจำกัดกระแส สูงสุดที่ขดไพรมารี่ ปัญหาการไม่สมมาตรฟลักซ์แม่เหล็กของพุช-พูลคอนเวอร์เตอร์จะไม่เกิดขึ้น
• สามารถต่อขนานคอนเวอร์เตอร์หลายชุดเข้า ด้วยกันได้ เพื่อให้จ่ายกระแสได้มากขึ้น และกระแสเฉลี่ยที่คอนเวอร์เตอร์แต่ละชุดจะมีค่าเท่ากัน

ตัวอย่าง IC ที่ใช้ควบคุมคอนเวอร์เตอร์ใน โหมดควบคุมจากกระแสได้แก่ UC3842/3/4/5, MC34023/5 และ MC34129 เป็นต้น

วงจรตัวอย่างและไอซีที่ใช้งานในสวิ ทชิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย
SG 3524/5/6/7
รูปที่ 1 แสดงวงจรภายในของไอซี สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์เบอร์3524 จาก วงจรออสซิลเลเตอร์จะผลิตสัญญาณแรมป์ และสัญญาณ พัลส์ ออกมาในเบื้องต้น เราจะไม่สนใจวงจรจำกัดกระแส (Current limit, CL) และ วงจรชันท์ดาวน์ (shut down) เอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ (Comparator) จะเป็น "High"เมื่อแรงดันของสัญญาณแรมป์มี ค่ามากกว่าแรงดัน เอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาด (Error Amplifier) เอ้าท์พุ ทของ NOR เกตจะตกลงเป็น "Low"ทำ ให้เอ้าท์พุท ทรานซีสเตอร์หยุดทำงาน

รูปที่ 1 บล็อคไดอะแกรม ภายในของ SG 3524 ไอซีสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์
        NOR เก ตแต่ละตัวสามารถมีเอ้าท์พุทเป็น "High" ได้ก็ต่อเมื่ออินพุททั้งสามของมันมีสภาวะ เป็น "Low" เอ้าท์พุทของ ออสซีสเลเตอร์ที่เป็นสัญญาณพัลส์จะเป็นเอ้าท์พุทของออสซีสเลเตอร์จะไปทำ การอีนาเบิ้ล NOR  เก ตขาอินพุทที่เหลือ อีกขาหนึ่งของ NOR เกตจะต่ออยู่กับเอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ซึ่งการทำงานของเกตทำให้ทรานซีสเตอร์เพียงตัว เดียว ทำงานใน 1 ช่วงเวลาก่อให้เกิดการทำงานแบบ พุช-พูลขึ้น (Push-Pull operation) เราจะเลือกให้ทรานซิสเตอร์ทำงานที่ จุดเริ่มต้นของแต่ละไซเคิ้ล และหยุดการทำงานทันทีเมื่อสัญญาณมีแรงดันมากกว่าแรงดันของภาคขยายความผิด พลาด ที่จุดสิ้นสุดของแต่ละไซเคิ้ล พุลส์ของออสซิสเลเตอร์จะขับให้เกตทั้งสองมีเอ้าพุทเป็น "Low" เป็นการ ป้องกันไม่ให้ ทรานซิสเตอร์ทั้งสองตัวทำงานพร้อมกัน ภาคขยายจำกัดกระแส (Current - limit amplifeir) มีหน้าที่ป้องกันไม่ให้กระแสไหลในขณะโหลดเกิน (Over Load) เอ้าท์พุทของภาคขยายจำกัดกระแสเป็นแบบคอลเล็คเตอร์เปิด (Open Collector) วงจรเปิดเมื่อเป็น "High" และถูกดึงลง กราวด์เมื่อเป็น "Low" ภาค ของจำกัดกระแสและชันดาวน์ ทรานซิสเตอร์สามารถใช้นำไปขับคอมพาราเตอร์ให้ มีเอ้าท์พุท เป็น "High" ได้เป็นการบังคับให้ทรานซิสเตอร์หยุด การทำงาน รูปที่ 2 แสดงวงจร ดีซี-ดีซี คอนเวอร์เตอร์ (DC-DC Converter) ที่ให้ไอซี SG 3524 ความถี่ของออสซิสเลเตอร์ ประมาณ 60 KHz โดยการปรับที่ R5 และ C2 (ฟลิบ-ฟลอบ จะเป็นตัวหารความถี่เอ้าท์พุทของพุช-พูล ให้เหลือ 30 KHz) ภาค ขยายจำกัดกระแสจะมีเอ้าท์พุทเป็น "Low" เมื่ออินพุทของมันมีค่าเกิน 0.2 โวลท์ R11 จะจำกัดกระแสไม่ให้มีค่าเกิน 2 แอมป์ ในกรณีที่โหลดเกิน หรือ หม้อแปลงเกิดอิ่มตัวขึ้นมา ทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2  ถูกใช้เป็นตัวตัดต่อกระแส ให้กับหม้อแปลง (ทรานซีสเตอร์แต่ละตัวมีอัตราการทนกระแสเพียง 100 mA เท่านั้น) พัลส์ที่จ่ายออกมาจากวงจร จะถูกกรองด้วยคาปาซิเตอร์ C4

รูปที่ 2 SG 3524 สวิทชิ่ง ทรานซิสเตอร์ 2 ตัว,หม้อแปลง และอุปกรณ์
อีกเล็กน้อย สามารถนำมาสร้าง พุช-พูล สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ 5 โวลท์ได้
เอ้าท์พุ ทของภาคขยายความผิดพลาดจะแปรผันตรงต่อความแตกต่างระหว่างขาอินพุทอ้างอิง (ขา 2) และขาป้อน กลับ(ขา 1) ถ้าแรงเอ้าท์พุทเพิ่มมากขึ้น แรงดันความแตกต่างระหว่างขาอินพุททั้งสองจะลดลง แรงดันแรมป์จะ มีค่า มากกว่าแรงดันความผิดพลาดเร็วมากขึ้นและทรานซิสเตอร์จะหยุดทำงานเร็วขึ้นจน กระทั้งแรงดันเอ้าท์พุทถูกลดลง ให้กลับไปมีค่าเท่ากับ 5 โวลท์ เนื่องจากแรงดันป้อนกลับและกราวด์ถูกต่อโดยตรงเข้าด้วยกัน ดังนั้น การแยกกัน (Isolation) ระหว่างภาคอินพุท และ ภาคเอ้าท์พุทจึงไม่เกิดขึ้น ความต้านทาน R6 และ R7 เป็นตัวจำกัดกระแสของไดร์ฟทรานซิสเตอร์ภายใน ซึ่งถูกใช้ตัดต่อทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2     R10 และ  C3 มีไว้เพื่อชดเชย เสถียรภาพทางความถี่ของวงจรลูป-ปิด (Closed Loop) ทรานซิสเตอร์ Q1 และ Q2 ควรจะเป็นทรานซิสเตอร์แบบ "High speed switching power transistors" ที่มีอัตราการทนกระแสและแรง ดันไม่น้อยกว่า 5 แอมป์ และ 60 โวลท์ ตามลำดับ ไอโอด D1 และ D2 ควรจะเป็น ไดโอด แบบ "Shottky diodes" หรือ แบบ "Fast recovery diodes" เพราะว่าเอ้าท์พุ ทของวงจรถูกทำให้มีความสมดุลย์ ดังนั้นแกนของหม้อแปลง จึงไม่จำเป็นต้องมีช่องว่าง (Air gap) แกนหม้อแปลงแบบเฟอร์ไรท์ที่ มีขนาดเล็กจึงสามารถนำมาใช้ในวงจรนี้ได้ ที่ความถี่สูงวงจรสมมูลย์ของ ค่าความต้านทานอนุกรม (The equivalent series resistance, ESR) ของ ฟิลเตอร์ คาปาซิเตอร์ C5 จะมีค่ามากกว่าค่าคาปาซิเตอร์แบบ "Low series resisance electrolytics" ซึ่งเป็นคาปา ซิเตอร์ที่ออก แบบมาเป็นพิเศษ สำหรับสวิทซิ่งเพาเวอร์ซัพพลาย โดยเฉพาะ
จาก SG 3524 - สู่ - SG 3524 A.
รูปที่ 3 แสดงบล็อกไดอะแกรมภายในของ SG 3524 A. เป็นไอซีสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ที่พัฒนามาจาก SG 3524 ซึ่ง SG 3524 A. มีขาที่เหมือนกับ SG 3524 ทุกประการ ดังนั้นจึงสามารถนำ SG 3524 A. ไปแทน SG 3524 ที่ไม่มีอักษร A ต่อท้ายได้ ทันที SG 3524 A. รุ่นที่พุฒนาขึ้นมานี้ได้เพิ่มวงจร "Under voltage lockout circuit" ซึ่งวงจรนี้จะทำหน้าที่บังคับ ไม่ให้เร็คกูเลเตอร์ทำงานจนกว่าแรงดันอินพุทมีค่าเกินกว่า 8 โวลท์ขึ้นไป ซึ่งจะรักษากระแสที่ไหลให้อยู่ในระดับ แสตนบาย (Stan by) ขณะที่ทำงานอยู่เป็นการป้องกันไม่ให้เกิดปัญหาในระหว่างที่จะ เริ่มต้นทำงานเกิดกระแสกระชาก และ browouts นอกจาก วงจร "Under voltage lockout circuit" แล้วยังเพิ่มส่วน "Pulse width modulator latch" ยังได้ถูก เพิ่มเติมเข้ามาด้วย ส่วนนี้มีหน้าที่กำจัด "Multiple pulsing" ในสภาวะ แวดล้อมที่มีน๊อยสมาก ๆ Pulse width modulator latch เซ็ตโดยคอมพาราเตอร์และถูกรีเซ็ตโดยสัญญาณพัลส์นาฬิกา ซึ่งมันสามารถทำการตัดต่อได้เพียง 1 ครั้งต่อ 1 วัฏจักร การเปรียบเทียบเท่านั้น

รูปที่ 3 SG 3524 A ได้แก้ไขอุปกรณ์เบื้องต้นโดยการเพิ่ม Undervoltage
lockout Pulse-width modulator (pwm) Latch, การ ป้องกันความร้อนเกิน,
และได้ปรับปรุงความละเอียดของแรงดันอ้างอิง (ขา 16) ให้ดีขึ้น
การ ป้องกันที่เพิ่มเติมขึ้นมาคือวงจรป้องกันความร้อนเกิน (ไม่ได้แสดงไว้ในรูปที่ 3) ดั้งนั้น SG 3524 A จึงมี คุณลักษณะเฉพาะในการทำงานดีกว่า SG 3524 เช่น แรงดันอ้างอิง 5 โวลท์ถูก ปรับให้มีค่าใกล้เคียงมากยิ่งขึ้น (+- 1%) และเอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาดสามารถ สวิงขึ้นไปถึงระดับแรงดัน 5 โวลท์ได้ จากรูปที่ 4 แสดงการทำงานของ SG 3525 A/7 A. 3525 A และ 3527 A แตกต่างกันเพียงโลจิกทางเอ้าท์พุ ทของ พวกมัน 3525 A เอ้าท์พุทเป็น "Low" เมื่อหยุดทำ งาน ส่วน 3527 A เอ้าท์พุทเป็น "High" เมื่อหยุดทำ งาน (ขาภายนอก ของ 3525 A/7 A ไม่ต่างกับขาไอซีในอนุกรม 3524 ระวังด้วย)

รูปที่ 4
การทำงาน ของ SG 3525 A/7 A มีความคล้ายคลึงกับ SG 3524 แต่มีลักษณะพิเศษที่เพิ่มเข้ามา : ออสซิสเลเตอร์ จะมีอินพุทซิงค์ (Sync Input) ทำให้ มันง่ายต่อการล็อคความถี่ของแหล่งจ่ายทั่ว ๆ ไป เป็นการกำจัดปัญหาที่เกิดจาก การบีท (beat) ของความ ถี่ในบอร์ดที่มีซัพพลายหลาย ๆ ตัวหรือ หลาย ๆ ระบบ วงจรชันดาวน์และลักษณะการทำ ซอฟท์-สตาร์ท (Soft-Start) เป็นส่วนหนึ่งของวงจรป้องกันที่ได้เพิ่มเติมขึ้นมา ซึ่งจะได้กล่าวถึงในการนำไปใช้งาน ในส่วนถัดไป ที่จุดรวมขั้ว (push-pull) มีอัตรากระแสสูงสุดที่ 500 mA เพื่อให้มีความเร็วในการตัดต่อสูง โซลิด สวิทชิ่ง จึงใช้สำหรับการเปลี่ยนแปลงที่เร็วและช้า ภาคขยายจำกัดกระแสแบบแยกส่วนของ SG 3524 จึงได้ถูกตัดทิ้งไป รูปที่ 5 แสดงวงจรดีซี-ดีซี คอนเวอร์เตอร์ขนาด 15 วัตต์ R2, C2 จะเป็นตัวกำหนดความถี่ในการออสซิ สเลตของ ตัวออสซิลเลเตอร์ ให้มีความถี่เท่ากับ 200 KHz (ที่เอ้าท์พุทสุดท้าย มีความถี่ 100 KHz) ทรานซีสเตอร์คายประจุภายใน (ขา 7) เป็นตัวที่ควบคุม ช่วงเวลาในการคายประจุทุก ๆ การจบของแรงดันแรมป์ เพื่อให้แน่ใจช่วงเวลาหยุดระหว่าง เอ้าท์พุทพัลส์ มีระดับเดียวกัน เวลาหน่วงของการตัดต่อทรานซิสเตอร์ทั้งสอง จึงไม่สามารถทำงานพร้อมกันได้ R6, C2 จะเป็นตัวเช็ตเวลาช่วงนี้ให้มีช่วงเวลาคงที่ (Time Constant) เท่ากับ 47 ns.

รูปที่ 5 พุช-พูล สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ ผลิตแรงดันทางเอ้าท์พุทที่ +/- 6 โวลท์ ที่ 15 วัตต์
แรงดัน อ้างอิง 5 โวลท์ (ขา 16) ถูกต่อเข้ากับขาอินพุทนอน-อินเวอร์ติ้ง (ขา 2) โดยความต้านทานจำกัดกระแส R3, ส่วน C9 เป็นตัวบายพาสความถี่สูงให้ผ่านลงกราวด์ไป แรงดันป้อนกลับแบบลบจะถูกแบ่งโดย R1-R4 เพื่อให้ แรงดันเอ้าท์พุท 6 โวลท์ ลดลงเหลือ 5 โวลท์ ทฤษฏีเบื้องต้นของการทำงานคล้ายกับการทำงานของวงจรในรูปที่ 2 แรงดันแรมป์ถูกนำมา เปรียบเทียบกับสัญญาณผิดพลาด เพื่อใช้ในการควบคุมการสวิทช์ ON-OFF ของเอ้าท์พุท A หรือ B เอ้าท์พุทที่ถูกเลือกจะถูก สวิทช์ให้เป็น "High" ที่จุดเริ่มต้นของแต่ละแรงดันแรมป์และถูกรีเซ็ตให้ เป็น "Low" โดย S-R ฟลิ ปฟลอปที่ทำหน้าที่เป็นตัวตั้งสัญญาณ (Latch) เมื่อแรงดันแรมป์มีค่าเกิน เอ้าท์พุทของภาคขยายความ ผิดพลาด เช่นเดียวกับในรูปที่ 2 เป็นการต่อป้อนกลับโดยตรง ดังนั้น ภาคอินพุทและเอ้าท์พุทจะไม่แยกออกจากกัน         R6, R7 และ C4 มีไว้เพื่อการชดเชย สำหรับเสถียรภาพของวงจรแบบลูปปิด "Switching spike currents" ถูกจำกัด ไว้โดย R10, R11 และ R12 ในภาคเอ้าท์พุท ส่วน C5 และ R17 ต่อเป็นวงจร "Snuber" เพื่อลด สวิทชิ่งทรานเชียนท์ ทางขดปฐมภูมิของหม้อแปลง T1         เมื่ออินพุทเพาเวอร์ถูกป้อนให้กับวงจร Q1 จะหยุดทำงานและคาปาซิเตอร์ ซอฟท์-สตาร์ท C3 จะ ถูกคายประจุ ออก เมื่อ C3 ถูกประจุด้วยกระแสจากแหล่งจ่ายกระแสขนาด 50 ไมโครแอมป์ ภายในแรงดันตกคร่อม C3 จะเพิ่มขึ้น ซึ่งจะค่อย ๆ เพิ่มขึ้นด้วยจำนวนของเวลาต่อวัฏจักร ซึ่งเอ้าท์พุทถูกทำให้ "ON" ก่อให้เกิดการไต่ขึ้น ของแรงดันทาง เอ้าท์พุทอย่างนิ่มนวลซึ่งทำให้ฟิลเตอร์ คาปาซิเตอร์ ถูกประจุอย่างช้า เป็นการลด "Startup Current surges" ลงอย่างมาก ถ้ากระแสที่ไหลผ่าน R9 มีค่าเกิน กว่า 3 แอมป์ (แรงดันตกคร่อม 0.7 โวลท์) Q1 จะทำงานในทันทีทันใด วงจรชันท์ดาวน์จะดึงให้ขา 8 มีโลจิกเป็น "Low" และทำ การคายประจุ C3 ทำให้ Q1 หยุดทำงาน C7 คายประจุออก ชันท์ดาวน์ อินพุท ตกเป็นโลจิก "Low" และ ซอฟท์-สตา ร์ทคาปาซิเตอร์ จะเป็นตัวทำให้เกิดการฟื้นตัวกลับอย่างนิ่มนวล แก่เพาเวอร์ซัพพลาย แกนเฟอร์ไรท์ของหม้อแปลงกำลัง T1 เป็นแบบ EE 25 (ขากลาง มีขนาดมีขนาด 0.25 นิ้ว) หม้อแปลงกำลังต่อกับ ฟูลเวฟบริดจ์จ่ายแรงดัน บวกลบออกทางเอ้าท์พุท ตัวเหนียวนำคัปเปิ้ล T2 ประกอบด้วยคอยล์ 2 ตัวด้วยกัน พันอยู่บนแกนเฟอร์ไร ท์แบบทรงกระบอกและเอ้าท์พุทให้มีขนาดของริบเปิ้ล 50 mVp-p Q2 และ Q3 เป็น N-Channal เพาเวอร์มอสเฟทที่มีอัตราการทนกระแสและแรงดัน 5A, 50 โวลท์ ไดโอดในบริดจ์เร็คติไฟเออร์เป็นไดโอด แบบฟื้นตัวเร็ว (Fast Recovery diode) เพราะสัญญาณทางเอ้าท์พุทมีความถี่ สูง D1 - D4 เป็นไดโอด 100 โวลท์, 8 แอมป์ ซึ่งมีเวลาในการฟื้น (Recovery time) ตัวเท่ากับ 35 ns
เร็คกูเลเตอร์ในโหมดกระแส
ตอนนี้ เราจะมาดูสวิทชิ่งเร็คกู เลเตอร์อีกแบบหนึ่งที่มีลักษณะแตกต่างกับสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ที่กล่าวมาในขั้นต้น คือ สวิทชิ่งเร็คกูเล เตอร์ในโหมดกระแสถึงแม้ว่าทฤษฎีการทำงานเบื้องต้นยังคงคล้ายกัน (วงจรแบบ Pulse width modulation) ส่วน ที่แตกต่างกันคือสวิทชิ่งเร็ค กูเลเตอร์ในโหมดกระแสไม่มีวงจรกำเนิดแรงดันแรมป์ภาย ใน ในส่วนนี้ สัญญาณแรมป์คล้ายกับการเพิ่มขึ้น ของกระแสเหนี่ยวนำของหม้อแปลงซึ่งถูกนำมาใช้ควบคุมแทนวงจรกำเนิดสัญญาณ แรมป์ภายใน

รูปที่ 6 ใน โหมดกระแส คอมพาราเตอร์ใช้สัญญาณกระแสป้อนกลับ
คล้ายสัญญาณแรมป์ เพื่อให้การจำกัดกระแสแบบพัลซ์ต่อพัลซ์
รูปที่ 6 แสดงวงจรเบื้องต้นของคอมพาราเตอร์โหมดกระแส พัลซ์จากวงจรสร้างสัญญาณนาฬิกาจาก R1 และ C1 เป็นตัว เซ็ต R-S ฟลิปฟลอป ทำให้เอ้าท์พุท Q ของฟลิปฟลอปเป็น "High" เฟต Q1 จึงทำงานและกระแสหม้อแปลง เริ่มต้นไหล กระแสเหนี่ยวนำจะเพิ่มขึ้นในลักษณะแรมป์ การป้อนกลับจากความต้านทานตรวจจับกระแส R2 จะเพิ่มขึ้น ในที่สุดแรงดันป้อนกลับมีค่าเท่ากับแรงดันเอ้าท์พุทของภาคขยายความผิดพลาด ที่จุดนี้เอ้าท์พุทของคอมพาราเตอร์ จะไปรีเซ็ตฟลิปฟลอป Q1 จึงหยุดทำ งานจนกว่าจะถึงพัลซ์สัญญาณนาฬิกาลูกต่อไปคล้าย ๆ กับเร็คกูเลเตอร์ตอนที่แล้ว แรงดันป้อนกลับ VFB เท่ากับแรงดันเอ้าท์พุทที่ ถูกกรองแล้ว ถ้าแรงดันป้อนกลับมีค่าต่ำกว่าหรือสูงกว่าแรงดันอ้างอิง สัญญาณความผิดพลาดจะเพิ่มขึ้นหรือลดลง ฉะนั้นการเพิ่มขึ้นหรือการลดลงตรงเวลานั้นจะมีอยู่จนกระทั้งแรงดันใน ขณะนั้นกลับคืนมาสู่แรงดันค่าเดิม การเร็คกูเลตในโหมดกระแสมีข้อ ดีที่เห็นได้ชัดเจน 2 ประการ คือ                 1. การจำกัดกระแสแบบพัลซ์ต่อพัลซ์ (pulse by pulse current limiting)                 2. เป็นการเร็คกูเลตแบบ feedforward line         จะสังเกตได้ว่าวงจรในรูปที่ 6 ไม่มี Current sensing comparator สมมุติว่าเมื่อแต่ละพัลซ์กระแสสิ้น สุดลง ค่าแรงดัน ตกคร่อม R2 มีค่ามากกว่าระดับที่เซ็ตโดยภาคขยายความผิดพลาด ไม่ว่าจะเป็นสาเหตุใดก็ตามที่ทำให้เกิดโอเวอร์โหลด ขึ้น เช่น หม้อแปลงเกิดอิ่มตัว, เอ้าท์พุทช็อต หรือ แรงดันอินพุทมีค่าเกิน วงจรจะทำการจำกัดกระแสที่ไหลทันที การจำกัดแบบพัลซ์ต่อพัลซ์ ทำให้เราสามารถตัดวงจรซอฟท์-สตาร์ทออกไปได้ การเร็คกูเลตแบบ feedforward line สามารถอธิบายได้ จากลักษณะของสัญญาณในรูปที่ 7 ที่ค่าโหลดคงที่อยู่ค่าหนึ่ง แรงดันอินพุทเกิดเพิ่มขึ้นบนสัญญาณพัลซ์ที่ เปลี่ยนแปลงต่อมา การเหนี่ยวนำ I จะเพิ่มขึ้นใน ลักษณะแรมป์อย่างรวดเร็ว เนื่องจากแรงดันตกคร่อมขดลวดปฐมภูมิของหม้อแปลงเพิ่มขึ้น เมื่อการป้อนกลับและสัญญาณความผิดพลาดไม่เปลี่ยน แปลง การจำกัดกระแสเพิ่มมากขึ้นและความกว้างของพัลซ์จะ แคบลง ดังนั้นการเปลี่ยนแปลงแรงดันในสายจะถูก ชดเชยก่อนที่จะมีผลกระทบไปยังแรงดันเอ้าท์พุท

รูปที่ 7 Feedforward เป็นการชดเชยของอินพุท ที่เปลี่ยนแปลงไป
เกิดขึ้นเมื่ออัตราการแรมป์ของกระแส ปฐมภูมิของหม้อแปลงเพิ่มขึ้น เมื่อแรงดันอินพุทเพิ่มขึ้น
UC 384/3/4/5
รูปที่ 8 แสดงบล็อกไดอะแกรมของไอซีตัวควบคุมในโหมดกระแส UC 3842 เมื่อทำรูปที่ 8 มาเปรียบ เทียบ กับวงจร ในรูปที่ 6 UC 3842 ได้เพิ่มส่วนของ Undervoltage lockout และเอ้าท์พุท NOR เกตเข้า มา วงจร Undervoltage lockout with hysteresis เป็นตัวบังคับเอ้าท์พุทพัลซ์ไว้ไม่ ให้เกิดขึ้นจนกว่าแรงดัน Vcc จะมี ค่าเกิน 16 โวลท์ เมื่อเริ่มทำงานเอ้าท์พุทพัลซ์ยัง คงเกิดขึ้นถึงแม้ว่าแรงดัน Vcc จะมีค่าลดลงจนต่ำกว่า 10 โวลท์ วงจรจะ หยุดทำงาน การทำงานของวงจร Undervoltagelockout ที่มี ช่วงÎิสเตอร์รีซีสเป็นการป้องกันไม่ให้เกิดการ เปลี่ยน สภาวะอย่างทันทีทันใด ระหว่างสภาวะ "Operate" และ "Lockout" เมื่อเราทำการควบคุมเอ้าท์พุท (ขา 6) ไม่ให้ทำงานเอ้าท์พุทจะอยู่ในสภาวะอิมพีแดนซ์สูง ความต้านทาน "bleeder" ควรจะต่อไว้ระหว่าง ขา 6 กับกราวด์ เพื่อเป็นการป้องกันกระแสรั่วไหลจากการเปลี่ยนสวิทซิ่งเฟทให้ทำงาน เอ้าท์พุท NOR เกตเป็นส่วนหนึ่ง ของวงจร Lockout แต่ทำหน้าที่ป้องกันวงจรในอีกลักษณะหนึ่ง เมื่อพัลซ์จากออสซิสเลเตอร์เป็น "High" เอ้าท์พุทของ NOR เก ตจะเป็น "Low" เอ้าท์พุทของ OR เกตเป็น "High" และขา 6 เป็น "Low" เอ้าท์พุทที่ขา 6 ไม่สามารถ เป็น "High" ได้จนกว่าสัญญาณนาฬิกาจะเป็น "Low" สัญญาณนาฬิกาถูกเซ็ตโดยไทม์มิ่ง คาปาซิเตอร์ C1 เก็บประจุผ่าน R1 และคายประจุผ่าน แหล่ง รับกระแสคงที่ การเลือกคาปาซิเตอร์ที่มีค่ามาก และความต้านทานมีค่าน้อย เวลาของการเก็บประจุ (สัญญาณ นาฬิกาช่วงเป็น "Low") จะลดลงและช่วงเวลาของการคายประจุ (สัญญาณนาฬิกาช่วง "High") เพิ่มมากขึ้น ทำให้เราสร้างเวลาทำงาน (On time) ได้มากที่สุด หรือค่าดิวตี้ไซเคิล (Duty Cycle) ซึ่งเป็นตัว ที่สำคัญอย่างยิ่งในวงจร เมื่อค่าดิวตี้ไซ เคิลสูงกว่า 50% แกนของหม้อแปลงอาจสามารถเกิดการอิ่มตัวได้ เน็คเวิอร์ค D2 - D4, R1, R2 ระหว่างภาคขยายความผิดพลาดและ Current sensing comparator เป็นตัว ลดสัญญาณความผิดพลาดลง เพื่อพลังงานที่มากเกินไปจะไม่ไปสูญเสียในความต้านทานตรวจจับกระแส ซีเนอร์ไดโอดจะยกระดับสัญญาณความผิดพลาดขึ้นไป 1 โวลท์ ดังนั้นระดับที่จะหยุดทำงานจะไม่เกิน 1 โวลท์         UC 3843 คล้ายกับ 3842 แต่มีแรงดัน Lockout ที่ต่ำกว่าเจตนาสำหรับใช้กับแรงดันต่ำ ๆ UC 3843 ทำงานที่ 8.4 โวลท์ และหยุดทำงานเมื่อ Vcc ต่ำกว่า 7.9 โวลท์ UC 3844 และ UC3845 (ไม่ได้แสดงไว้) มีลักษณะพิเศษที่เพิ่มขึ้นมาคือ ตัวฟลิปฟลอป จะควบคุมไม่ให้เกิดเอ้าท์พุทขึ้น ในขณะที่วัฏจักรสัญญาณ นาฬิกาเปลี่ยนแปลงเพื่อเป็นการรับประกันว่า ค่าของ ดิวตี้ไซเคิลจะมีค่าน้อยกว่า 50% เสมอ สำหรับการ นำวงจรไปใช้ในที่ซึ่งมีการปรับปรุงที่ต้องใช้ความระมัดระวังสูง

รูปที่ 8 บล็อก ไดอะแกรมภายในของ UC 3842 ไอซี สวิทชิ่งเรกูเลเตอร์ ในโหมดกระแส
UC 3843 มีลักษณะที่คล้ายกับ UC 3842 แต่ทำงานที่ Undervoltage lockout ต่ำกว่ามาก ๆ
"Off-line" ฟายแบ็คคอนเวอร์เตอร์
รูปที่ 9 แสดงไอซี UC 3842 ของ SGS-Thomson ในวงจร "off-line" ฟายแบ็คเร็คกูเลเตอร์ วงจรจะให้ แรงดัน +5 โวลท์ ที่ 4 แอมป์และ +/- 12 โวลท์ 300 mA และสามารถจ่ายพลังงาน ได้ 27 วัตต์ เทอม "Off-Line" หมายถึงตัวเร็คกูเลเตอร์อยู่ บนตัวปฐมภูมิของหม้อแปลงและทำงานโดยตรงกับ "off the line" (ต่อตรงกับไฟบ้าน) ข้อดีก็คือ พลังงานจำนวนมาก ๆ สามารถคับเปิ้ลผ่านไปยัง ส่วนที่ใช้ พลังงานน้อย หม้อแปลงมีความถี่สูงจึงมีขนาดเล็ก การทำงานกับ Line ต้องการทรานซิสเตอร์ และไดโอด ที่ทนแรงดันได้สูง และต้องป้องกันไม่ให้เกิดการป้อนกลับโดยตรงระหว่างเอ้าท์พุทและวงจรป้อนกลับ

รูปที่ 9 แสดงวงจร ของ Off-Line-Current Mode regulator ผลิตแรงดัน +5 โวลท์
และ +/- 12 โวลท์ แยกออกจากกัน จากแรงดันสาย 117 โวลท์
แรงดัน Line ถูกเร็คติฟายและฟิลเตอร์โดย BR1 และ C1, R1 เป็นตัวจัด กระแสทำงานเริ่มต้นให้แก่ IC วงจร Undervoltage lockout ของ UC 3842 จะป้องกันไม่ ให้วงจรทำงานจนกว่าแรงดันตกคร่อม C2 มีค่ามากกว่า 16 โวลท์ ขึ้นไป R6, C6 เป็นตัวเซ็ตให้ความถี่ในการทำงาน ของวงจรอยู่ที่ 50 KHz ซึ่งมีค่า ดิวตี้ไซ เคิลสูงสุดประมาณ 95% แหล่งจ่ายแรงดัน 5 โวลท์ ภายในถูกฟิลเตอร์โดย C5 เพื่อกำจัดสัญญาณ สไปค์ (Spikes) ที่เกิดจากการสวิทช์ เมื่อวงจรเริ่มทำงาน แรงดันป้อนกลับที่มาจากขดลวดควบคุมจำนวน 10 รอบ แรงดันที่ขา 2 จะถูกนำ มาเปรียบเทียบกับแรงดันอ้างอิงภายใน 2.5 โวลท์ แรงดันที่แตกต่างกันเป็นตัวกำหนดให้ค่า ดิวตี้ไซเคิล เพิ่มขึ้นหรือลดลงจนกระทั้งแรงดันที่ขา 7 มีค่าเท่ากับ 13.1 โวลท์ แรงดันที่ตกคร่อมไดโอดมีค่าประมาณ 14.6 Vp บนขดลวดควบคุม อัตราส่วนรอบของขดควบคุมต่อทุติยภูมิ เป็นตัวกำหนดแรงดันไฟฟ้าตรงทางเอ้าท์พุทขนาด 5 และ 12 โวลท์ จะสังเกตได้ว่า การควบคุมมาจากแรงดันของขดลวดควบคุม แรงดันเอ้าท์พุทไม่ได้ถูกเร็คติฟาย โดยตรง พลังงานสูญเสียเนื่องจากกระแสในขดลวดไดโอดและตัวเหนี่ยวนำ จะมีผลกระทบต่อแรงดัน เอ้าท์พุท การเร็คกูเลตแรงดัน 5 โวลท์ จะมีความถูกต้องประมาณ 10% ส่วนแรงดัน +/- 12 โวลท์ เร็คกูเลเตอร์ มีความถูกต้อง 5%         ทรานชิ สเตอร์ Q1 เป็น Power MOSFET ขนาด 500 โวลท์, 5 แอมป์ ไดโอดที่ใช้เป็นไดโอดแบบฟื้นตัวเร็ว D3, C9, R12 ต่อเป็นวงจร Snubber เพื่อกำจัดสไปค์ที่เกิดจาก Q1 เมื่อหยุดทำงาน Snubber D4, C8, R11 เป็น ตัวหน่วงเวลาให้ Q1 ค่อย ๆ หยุดทำงานจนกระทั่งกระแสของ Q1 หมดไป การออกแบบหม้อแปลงเป็นสิ่งสำคัญมาก ช่องว่างของอากาศ (air gap) ต้องมีมากพอที่จะป้องกันไม่ให้ แกนของหม้อแปลงเกิดอิ่มตัว แต่ก็ต้องมีน้อยพอที่จะรักษาค่าของความเหนี่ยวนำตามที่เราต้องการไว้ได้ (ข้อสังเกต ช่องว่างของอากาศไม่จำเป็นต้องมีในวงจรแบบพุช-พูล) ในวงจรรูปที่ 9 ใช้แกนเฟอร์ไรท์ขนาด EC 35 (เส้นผ่านศูนย์กลางของแกนกลาง 3/8 นิ้ว) มีช่องว่าง 0.5 mm. ที่ขากลางของ แกนขดลวดปฐมภูมิ พันด้วยลวดเบอร์ 26 AWG จำนวน 45 รอบ ขดลวด 12 โวลท์ แต่ละขดใช้ลวดเบอร์ 30 AWG พัน 9 รอบ จำนวน 2 ขดอนุกรมกัน ขดทุติยภูมิ 5 โวลท์ใช้ลวดเบอร์ 26 AWG พันเพียง 4 รอบจำนวน 4 ขด แล้วนำมา ต่อขนานกัน ขดป้อนกลับ (ขด ควบคุม) พันด้วยลวดเบอร์ 30 AWG 10 รอบ 2 ขดต่อขนานกัน ต่อไปจะเป็น การนำเอาออปโต้ไอโซเลเตอร์มาใช้ในสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์
การ ป้อนกลับแบบเชื่อมโยงทางแสง (Optocoupled feedback)
ออปโต้คัปเปอร์ให้ความเหมาะสมใน หลาย ๆ ทาง เมื่อใช้ในการแยกการป้อนกลับ รูปที่ 10 แสดงวงจร ทางทุติยภูมิ 5 โวลท์ของสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ ถ้าแรงดันเอ้าท์พุทมีค่าลดลงต่ำกว่า 2.5 V และกระแส LED ของออปโต้คัปเปอร์ก็จะลดลง ทำให้กระแสเอ้าท์พุททรานซิสเตอร์ของออปโต้คัปเปอร์ลด ลงตาม VFB จะ เพิ่มขึ้น จนกระทั้งแรงดันเอ้าท์พุทกลับไปอยู่ที่ 5 โวลท์ตามเดิม

รูปที่ 10 ออปโต้คับเปอร์ ฟีคแบคเป็น ตัวสร้างสัญญาณควบคุม โดยแยกออกจากวงจรทางเอ้าท์พุท
การเลือก ใช้ IC
เมื่อสวิทชิ่งเร็คกูเตอร์เกิดมีปัญหา ขึ้นมา วิธีตรวจสอบให้ขั้นแรกคือดูว่า อินพุทเพาเวอร์และเอ้าท์พุท เกิดการช้อตหรือ ไม่, สายหลุด, คอนเน็ค เตอร์ไม่ปกติ จุดบัดกรีเกิดความเสียหายขึ้น หน้าขั้วสัมผัสทองแดง เสียหรือไม่ อุปกรณ์มีการไหม้หรือเปล่า ฮลฮ ซึ่งบ่อยครั้งเมื่อเราตรวจดูด้วยสายตาแล้ว เราสามารถหาจุดเสีย ได้ง่าย ๆ อย่างน่าประหลาดใจ
IC Family
Manufactures
Mode
V or I
Output (Single
or Push-Pull)
Package
Supply
I_out Max
Reference
Comments
3524/5/7
CS,ERIC,EXAR,  GE,IPS,LT,MOT,  NAT,SGS,SIL,  SLG,TI,UNI
V
P-P
16 Pin
8-35V
100 mA
5 or 5.1 V
See Article.
3842-7
CS,ERIC,IPS,  LT,MOT,SGS,  SIG,TI,UNI
I
S
8 Pin
8 (or 16) - 25V
1 A
5 V
See Article.
4191-3
MAX, RAY
V
S
8 Pin
2.4 - 30V
150 mA
1.31 V
Micropower for battery applications, 200uA quiescent supply current.
4391
MAX, RAY
V
S
8 Pin
4 to 30V
100 mA
1.25 V
Inverting, micropower for battery applications, 250uA supply at 4V.
5560  5562 
5561
CS, IPS, SIG
V 
V
S 
S
16 Pin  20 Pin 
8 Pin
10.5 - 18V  10 - 16V 
10.5 - 18V
40 mA  100 mA
20 mA
3.72 V  3.80 V 
3.75 V
Full-featured.  Flexible. 
Lower cost, fewer housekeeping functions.
493/4/5  593/4/5
CS, EXAR,  GS, IPS,  MOT, NAT,  TI, UNI
V
P-P
16 Pin or  18 Pin
7 - 40V
200 mA
5 V
uA78S40
MOT, NAT
V
S
16 Pin
2.5 - 40V
1.5 V
1.24 V
Universal subsystem IC.
125/7
IPS, SIL
V
P-P
16 Pin
8 - 35V
100 mA
5.1 V
33060/  34060/  35060
IPS, MOT
V
S
14 Pin
7 - 40V
500 mA
5 V
1060
IPS, PLES
V
S
16 Pin
20 mA into 5V   shunt regulator
40 mA
3.7 V
LT1070
LT
I
S
5 Pin Power
3 - 40V
5A
1.24V
Self-contained power IC
ตารางที่ 1 สรุป การเลือกใช้ ไอซีสวิทชิ่งเร็คกูเล เตอร์
คู่มือ ของไอซีที่เราใช้เป็นสิ่งสำคัญ เราควรจะมีไว้ไม่ว่าจะเป็นลักษณะขาภายนอกของไอซี, วงจร ทางเดิน ไฟฟ้าต่าง ๆ ที่มีทั้งแรงดันและรูปคลื่นบอกไว้อย่างสมบูรณ์ รูปที่ 11 แสดงถึงบล็อกไดอะแกรม ทั่ว ๆ ไป ซึ่ง ช่วยให้เราพิจารณาหน้าที่ต่อหน้าที่ของวงจรได้โดยสะดวก เมื่ออุปกรณ์ที่ใช้อยู่บอร์ดมีอุณหภูมิสูงขึ้น แสดงว่าสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์ผลิต พัลซ์กระแสสูงเร็วไป ขนาด ของตัวนำและเครื่องห่อหุ้มของตัวนำเป็นสิ่งสำคัญ อินพุทคาปาชิเตอร์ ควรวางไว้ใกล้ ๆ กับไอซี ถ้าแหล่ง จ่ายหลักอยู่ห่างจากวงจรมาก ๆ เพิ่มคาปาซิเตอร์ค่าประมาณ 100 uF คร่อมอินพุท บายพาสคาปาซิเตอร์ไว้ ถึงแม้ว่าเราจะเข้าใจการทำงานของสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์เป็นอย่างดี ปัญหาบางอย่างก็ยังเป็นเรื่องยากอยู่ ความเสียหายเพียง 1 จุด อาจทำให้การทำงานของวงจรผิดพลาดไปเลยก็ได้เช่น วงจรป้อนกลับเกิดเสียหาย อาจทำให้เกิดอาการแรงดันเกินกระแสเกิน และวงจรหยุดทำงาน โดยลักษณะการป้องกันอย่างใดอย่างหนึ่ง วงจรหยุดทำงานหรือไม่ การเร็คกู เลตสามารถทำได้หรือไม่ สิ่งเหล่านี้จะทำให้เราหาข้อบกพร่องของ วงจรได้ง่ายขึ้น ข้อแนะนำที่อาจจะช่วยเราในการหาข้อบกพร่องได้ คือ หลังจากตรวจดูวงจรด้วยสายตาแล้ว ตรวจดูว่าเอ้าท์พุทช้อตไหม หรือ โหลดเกิน และตรวจแหล่งจ่ายทางอินพุทม เร็คติไฟเออร์, ฟิลเตอร์ และ หม้อแปลง บางครั้งปัญหาที่เกิดขึ้น อาจดูเหมือนว่ามาจากสาเหตุโหลดทางเอ้าท์พุทเกิน แต่แท้จริงแล้ว มีสาเหตุมาจากแรงดันอินพุทตกลง

รูปที่ 11 เป็น บล็อกไออะแกรมทั่ว ๆ ไป ของ สวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์
ถ้า เอ้าท์พุทของวงจรไม่มี ตรวจดูเร็คติไฟร์เออร์ และฟิลเตอร์, ทรานซิสเตอร์ภาคขับและหม้อแปลง หรือตัวเหนี่ยวนำเอ้าท์พุทเสียหายหรือไม่ ก่อนที่จะนำเอาอุปกรณ์ตัวใหม่มาแทนตัวที่เสีย ตรวจดูว่า subber ทุก ๆ ตัว หรืออุปกรณ์ลดสัญญาณกระชากก่อน ถ้าอุปกรณ์เหล่านี้เสีย จะทำให้เกิดแรงดันสไปค์มีค่าสูง ๆ ได้ สามารถทำรายสวิทชิ่งทรานซิสเตอร์ และไดดอดเร็คติไฟเออร์ให้ เสียหายได้ เมื่อแทนอุปกรณ์ตัวใหม่ ลงไปแล้วดูว่าอุปกรณ์เกิดเสียอีกหรือไม่ ก่อนที่จะเปลี่ยนไอซี พยายามจำกัดปัญหาที่เกิดขึ้นให้แคบลง ถ้าอุปกรณ์ภายนอกเกิดเสียไป แรงดัน เร็คกูเลตภายในของไอซียังถูกต้องอยู่ หรือไม่ ถ้าไม่ แสดงว่าไอซีเกิดความเสียหายด้วย ออสซิเลเตอร์ของ ไอซีทำงานหรือไม่? ถ้าไม่ตรวจความต้านทานและคาปาซิเตอร์ก่อนเปลี่ยนไอซีใหม่ ตรวจซอฟท์-สตา ร์ท คาปาซิเตอร์ และอินพุทชัน ท์ดาวน์ภายนอก ถ้าวงจรที่ใช้มีอุปกรณ์เหล่านี้อยู่ ตรวจสอบอุปกรณ์ชดเชยทุก ๆ ตัว ถ้าเอ้าท์พุทเกิดการออสซิลเลต หรือไม่มีเสถียรภาพ ถ้าวงจรทำงาน แต่แรงดันเอ้าท์พุทไม่ถูกต้องปัญหาอาจเกิดมาจากไอซี หรือวงจรป้อนกลับแรงดัน คำแนะนำที่ดีที่สุดคือเริ่มต้นจากเอ้าท์พุท และไปเป็นขั้นเป็นตอนไปยังวงจรป้อนกลับ อัตราส่วนอินพุท, เอ้าท์พุท ของตัวแบ่งแรงดันควรจะถูกต้อง ถ้าแรงดันไม่ถูกต้อง เอ้าท์พุทของออปแอมป์หรือ คอมพาราเตอร์ อาจจะสูงไปถ้าอินพุทขาบวกมีค่าสูงกว่าอินพุทที่ขาลบ มิฉะนั้นมันควรมีค่าต่ำ ตรวจดูขดลวดย้อนกลับ และเร็คติไฟเออร์ของวงจรป้อนกลับ ออปโต้คับเปอร์ ฮลฮ ถ้ายังไม่พบปัญหาอีกลองเปลี่ยนไอซีดู ปัญหาที่เกิดขึ้นกับสวิทชิ่งเร็คกูเลเตอร์สามารถเกิดขึ้นแบบแปลก ๆ ได้จะต้องจำไว้ว่าต้องตรวจดูทั้ง วงจรอย่างเป็นขั้นตอน และจำหลักการเบื้องต้นไว้ในใจอยู่เสมอเมื่อพบกับปัญหา

12VDC 50A 600W สวิตชิง เพาเวอร์ซัพพลาย  

• variable 10-13.2vdc
• fan cool
• efficiency 83%
•  
•  1,099 บาท
  ราคาปกติ 2,000 บาท,
  

  ประหยัดทันที 45%

  Product details of 12VDC 50A 600W สวิตชิง เพาเวอร์ซัพพลาย

  Output voltage:12VDC
  
  Output error:±1%
  
  Output current:0~50A
  
  Wave and noise:150mp-p
  
  Output power:600W DC
  
  Efficiency:83%
  
  Voltage range:10~13.2VDC
  
  Input voltage range: 200V~240VAC 47~63HZ
  
  Peak current: 50A/230V(Cold-start)
  
  Leakage current:<3 .5ma="" br="">
  
  Overload protection:105%~150%(protective type:cut down input power Reset:auto recover)